LED 가로등을 구동하는 간단한 솔루션

LED 가로등을 구동하는 간단한 솔루션

 

LED가 시장에 진출하여 마지막 세대의 광원을 대체하자, 새로운 엔지니어링 문제가 떠올랐다.

 

그 문제는 열·광학·전기의 형태로 등장하고 있다. 전기 엔지니어에게는 효율 극대화가 최우선 과제이다. 그러나 올바른 LED 드라이버 토폴로지를 선택하려 할 때 애플리케이션의 영향을 받을 수 있다. 예를 들면, TRIAC 조도 조절을 위해서는 스크류-인(Screw-In) LED가 종종 필요한데 이것이 토폴로지의 선택을 제한하게 된다. LED 가로등의 경우, 관할 기관에 따라 대부분 절연이 불필요하지만 역률보정(Power Factor Correction, PFC)은 종종 그러하다. 이러한 애플리케이션에서 PFC SEPIC 컨버터는 LED 구동을 위한 우수한 솔루션을 제공하고 있다. 

 

전통적으로, PFC는 부스트 컨버터를 이용해 최종장비에서 완성되곤 하였다. 역률(Power Factor)은 시스템에 전달된 피상전력(Apparent Power) 대비 실전력(Real Power)의 비율로 정의된다.

 

PFC 부스트 컨트롤러 IC는 입력 전류로 하여금 AC 라인 전압의 형태를 따르도록 강제하여 높은 역률을 얻는다. 이 부스트 출력은 절연된 DC/DC 컨버터로 공급을 하여 시스템이 필요로 하는 전압을 발생시킨다. 그러면 이중 컨버전이 발생하면서 최대 가능 효율을 심각하게 제한하게 된다. 심지어 스테이지 둘 다 94% 효율이더라도 합해진 효율은 88%에 불과하다(0.94×0.94=0.88). 두 번째 컨버전을 없애면 전력공급의 효율이 높아지고 전력이 절약되고 열 부하가 감소된다.

 

부스트 컨버터가 있을 때에는 DC 출력 전압이 피크 입력 전압보다 높아야 한다. 265 VAC 입력에서 실행되어야 하는 시스템의 경우, 출력이 375 VDC보다 커야 한다. LED 가로등 애플리케이션에서 출력 전압은 LED당 포워드 전압 드롭과 직렬 스트링에서의 LED 개수에 따라 달라진다.

 

보통 포워드 드롭은 백색 LED의 경우 3.5 V로 꽤 넓은 허용오차를 가지고 있다. 하나의 스트링 LED 개수는 애플리케이션에 따라 달라지지만, 총 출력 전압은 거의 항상 375 VDC보다 작아 부스트 컨버터 사용이 불가능해진다. 부스트는 LED 전압을 조절하기 위해 입력전압이 출력전압보다 적은 50/60 Hz 부분에서 승압을 하고 나머지 부분에서는 강압을 해야 한다는 것을

<그림 1>에서 볼 수 있다. SEPIC 컨버터는 아마도 이 기능을 수행할 수 있는 가장 기본적인 비절연 토폴로지일 것이다.

 

<그림 2>는 부스트용으로 간소화된 PFC 회로와 결합된-인덕터 SEPIC을 보여주고 있다. 메인 전력 FET 소스가 양쪽 토폴로지에서 주요 접지에 연결되어 있어서 둘 다 컨트롤하기가 쉽다. 사실상 어떤 부스트 PFC 컨트롤러도 작동 모드에 상관 없이 SEPIC 구성에 사용될 수 있다. DCM(Discontinuous Conduction Mode) 작동이 유익한 이유는 CCM(Continuous Conduction Mode) 중일 때 출력 다이오드의 역방향 회복과 관련된 추가 전력손실을 제거해주기 때문이다. 

 

그러나 DCM은 더 높은 피크 전류를 내놓아 EMI(potential electromagnetic interference) 문제를 일으키고, 자성에서 고주파수 AC 전류를 증가시킨다. DCM과 CCM의 경계에 있는 트랜지션 모드(TM) 작동은 DCM의 장점을 활용화면서 피크 전류는 최소화시킨다. TM은 비교적 높은 피크 전류 때문에 일반적으로 150 W 이하의 출력 전력으로 제한되어 있다.

 

TM PFC 컨트롤러는 메인 전력 FET에서 피크 전류를 컨트롤함으로써 작동한다. 정류 라인 전압을 레퍼런스로 사용하는 피크 FET 전류는 AC 입력의 사인파(sine-wave) 형태를 따르도록 강요 받는다. 부스트 컨버터에서 50/60 Hz 사인파(sine-wave)의 어느 지점에서든 컨버터에 대한 평균 입력 전류는 다음과 같이 주어진다.

 

따라서, TM 부스트에서의 피크 FET 전류는 항상 평균 라인 전류의 두 배이고, 평균 라인 전류는 라인 전압을 매우 근접하게 따른다. 그러나 결합된-인덕터 TM SEPIC에서는 사인파를 따라 어느 지점에서든 평균 라인 전류가 듀티사이클에 의해 모듈레이트되며 다음과 같이 주어진다.

 

이 방정식에서 전류 파형을 왜곡하는 것은 듀티사이클을 뜻하는 ‘D’이다. 듀티사이클은 입력 전압 대비 출력 전압의 비율에 좌우되며, 50/60 Hz 사이클에서 다양하게 나타난다. <그림 3>은 TM 부스트의 라인 전류 파형과 여러 가지 출력 전압의 TM SEPIC 설계를 보여주고 있다. 대부분의 애플리케이션에서 이 왜곡은 적절한 역률을 제공할 수 있을 만큼 낮고, 모든 라인 고조파 요건을 충족한다.

 

<그림 4>는 230 VAC 입력을 위해 설계된 TM SEPIC의 개략도로 80 개 백색 LED 스트링을 구동한다. 이 스트링에서의 전압 드롭은 256 VDC부터 304 VDC까지 변할 수 있다. 이 LED 전류는 R8에 의해 감지되고 UCC28810 컨트롤러(U2)에 의해 350 mA까지 조절된다. 이 컨트롤러는 모든 에너지가 결합된 인덕터에서 고갈될 때까지 기다렸다가 새 스위칭 사이클을 시작함으로써 TM 작동을 보장하고 있다. 인덕터의 에너지는 ZCD(Zero Current Detect) 핀에서 보조 권선의 전압을 모니터링함으로써 감지된다. 이 보조 권선 또한 IC에 바이어스 전력을 제공하는데 사용된다.

 

PFC 컨버터는 그 속성에 따라 50 Hz나 60 Hz의 라인 주파수가 두 배가 될 때 입력에서 출력으로 전력을 넘겨준다. 이것은 출력 커패시터(C5)에서 100 Hz나 120 Hz의 리플 전압을 발생시킨다.

 

LED 스트링의 직렬 레지스턴스로 이 리플을 나누면, 그 LED에서 100 Hz/120 Hz 리플의 양이 나온다. 일반적으로, 이것은 평균 LED 전류의 20%보다 작아야 한다. 또한 출력 커패시터에는 100/120 Hz와 스위칭 주파수 둘 모두에서 상당한 RMS 전류도 있다. 그러나 LED 리플 전류를 제한하여 커패시터를 선택하면 적절한 정격 커패시터가 나온다. <그림 5>는 이 예에서의 LED 출력 전류를 보여준다.

 

PFC 컨트롤러는 고출력 전압을 조절하도록 고안된 것으로, 일반적으로 피드팩 핀에서 비교적 높은 레퍼런스 전압을 담고 있다. 이 회로에서 레퍼런스 전압은 2.5 V이다. LED 전류 감지 레지스터에서의 손실을 줄이기 위해 <그림 4>에서처럼 TLV431A 회로를 사용하여 피드백 핀에 오프셋을 더했다. 이 오프셋은 감지 레지스터에서의 손실을 0.44 W까지 줄여 0.5%의 효율을 증가시킨다. <그림 6>은 이러한 설계에서의 효율 및 역률 결과를 보여준다.  

 

단일 전력 스테이지만 사용해도, 100 W 설계에서 90% 이상의 효율이 쉽게 달성된다. 그 역률은 0.96을 넘으며 대부분의 애플리케이션에서 적합하다. 최소한의 부품과 정확한 전류 조절, 높은 역률 및 효율 때문에, 향후 LED 가로등 애플리케이션을 설계할 때에는 PFC SEPIC을 고려해볼 수도 있을 것이다.

 

 

<참고자료>

 

1) UCC28810 데이터시트 및 기타 기술 자료는 www.ti.com/ucc28810-ca에서 다운로드 할 수 있다.

2) 본고는 비절연 LED 가로등을 위한 솔루션을 제시하였다. http:// community.ti.com/media/p/26871.aspx에서 절연 LED 가로등과 PFC 애플리케이션에 관한 비디오 클립 시청할 수 있다.

 

 

글 브라이언 킹(Brian King)

애플리케이션 엔지니어 / 텍사스 인스트루먼트(Texas Instruments)

 

 

<저자소개>

 

브라이언 킹(Brian King)은 텍사스 인스트루먼트의 애플리케이션 엔지니어이자, 그룹 기술 임원진의 일원이다. 브라이언은 IEEE의 회원으로서, 아칸소 대학(Arkansas University)에서 BSEE와 MSEE를 취득했다. (Email: ti_brianking@list.ti.com)

 

편집부 기자( display@displayasia.net)

Source : ei.co.kr